以往要想以14bit分辨率、2GS/s的速度檢測微弱脈沖信號，是無法實現(xiàn)的，現(xiàn)在北京坤馳科技有限公司的ADQ14系列數(shù)據(jù)采集卡結(jié)合行業(yè)領先、自身專有的降低噪聲技術(shù)開發(fā)了相關(guān)的高級時域固件（ATD），實現(xiàn)了以上快速、高分辨率的微弱脈沖信號檢測功能。該脈沖數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)包含以下核心內(nèi)容：
·用于脈沖數(shù)據(jù)線性識別的濾波函數(shù)
·用于噪聲非線性抑制的閾值運算函數(shù)
·通過重復測量計算波形平均抑制噪聲
1，工作原理
高級時域固件的應用目的是加強用于脈沖測量的高速數(shù)據(jù)采集卡的信噪比。固件包含一個基線調(diào)節(jié)器、三個噪聲抑制級別、線性濾波、非線性閾值、能夠降低噪聲的重復測量波形平均功能。
ADQ14系列高速數(shù)據(jù)采集卡的每個通道都配置有一個高級時域固件（ATD）單元，在相同的波形尺寸和累積數(shù)量設置下，同步工作。每通道的閾值是獨立設置的。
每通道高級時域固件的原理圖如下：
圖1
上圖的相關(guān)信號解釋及設置函數(shù)見下表：
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描述
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設置函數(shù)
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a
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模擬信號為單極脈沖（負極）
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b
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將模擬的直流偏置（DC-offset
0加到信號，以充分利用ADC幅度
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SetAdjustableBias
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c
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增益和偏移的數(shù)字化掃描
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SetGainandOffset
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d
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基線穩(wěn)定器，DBS,脈沖數(shù)據(jù)系統(tǒng)內(nèi)利用專有算法的基線穩(wěn)定器，DBS輸出是一個相對于用戶定義值的約束控制等值線
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SetupDBS
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e
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閾值運算操作為將噪聲設置低于定義閾值以下的噪聲壓制，本處有一個用于信號加強的FIR線性濾波器和非線性噪聲抑制的閾值電壓
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ATDSetupThreshold
ATDSetupFilter
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f
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用于噪聲抑制波形平均重復測量一定數(shù)量的波形，
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ATDSetupWFA
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g
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數(shù)據(jù)傳輸?shù)街鳈C，雙buffer時，即使進行大量波形平均計算，空載時間（dead-time）不受限制。
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h
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數(shù)據(jù)通過 USB 3.0或PCIe 傳到主機
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See ADQ14 manual
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2，模擬輸入
如圖1（a）,輸入模擬信號為單極性，這意味著信號相對于一個DC值基線和一個信號脈沖構(gòu)建的。信號的DC值不必為0，一些DC耦合的高速數(shù)據(jù)采集卡，將使得輸入信號的直流電平高于0點，如果需要，AC耦合版本，可以移動輸入DC電壓值。
一個模擬的DC偏置加到信號中，可實現(xiàn)ADC的對稱輸入范圍充分使用。這將使信號基線接近信號范圍的上限或下限。峰值波形能覆蓋所有信號范圍。直流偏置有效的加倍了單極信號的分辨率。如圖1（b）.直流偏置（DC-offset）電壓由軟件控制，控制范圍為電壓上限到下限，但好留有10%的范圍，以適應信號過沖。
3，零電位調(diào)準和信號縮放
當為了獲取理想電壓范圍使用直流偏置（DC-offset），基線接近信號一端，如果需要，可使用數(shù)字化增益和偏置調(diào)整模塊來縮放信號。
4，數(shù)字基線穩(wěn)定器，DBS
對于常見的直接信號分析，模擬的直流電平（DC-level）是準確的,然而，為得到非線性閾值操作的佳性能，基線應該鎖定為一個確定值。本處由數(shù)字基線穩(wěn)定器（DBS）實現(xiàn),其配置在A/D轉(zhuǎn)換器之后。DBS是SP devices的一項專利技術(shù)，通過分析數(shù)據(jù)、找到和調(diào)整基線為22位精度的目標值。如圖2.
目標值由使用者設定，好接近模擬增益（DC-offset），如果應用了DC-offset這一功能。DBS應用了模糊識別的方法進行數(shù)據(jù)處理，DBS是一直激活的，其不斷的監(jiān)視和跟隨基線變化，并矯正基線為時不變值。
圖2
5，高級閾值設置
5.1 概述
閾值功能基于以下幾個基本模型（依據(jù)單極性脈沖的極性），如圖3.
·對于采集系統(tǒng)的正脈沖，采樣低于閾值（設置的參考值）
·對于采集系統(tǒng)的負電壓，采樣高于閾值（設置的參考值）
處理結(jié)果為，與閾值相等信號和低于閾值的信號被視為噪聲被移除。
圖3 正脈沖的基本閾值操作
5.2 利用濾波器的線性噪聲抑制
當脈沖具有可以與本底噪聲分離的性質(zhì)時，濾波功能就可以用來加強信號特性，之后性噪比會提高，閾值精度也會提高。濾波器通常為形狀相關(guān)的，使用濾波或相關(guān)功能時，脈沖由多個樣本復現(xiàn)出來。
例如：低通濾波器將辨別噪聲的高頻部分，因此降低噪聲的峰值幅度。
例如：對弱脈沖的形狀已經(jīng)初步了解時，使用濾波器相關(guān)到其形狀，以放大這類有用形狀，壓縮其他形狀，也就是壓縮噪聲。
注意到，濾波器僅對選擇的處理過程起作用，輸出數(shù)據(jù)并不濾波。
5.3 應用閾值
原理如圖4所示，噪聲抑制的非線性部分，原理是使得認為是信號得部分為大幅度，噪聲部分為小幅度。
在脈沖能夠識別的位置，閾值應用到濾波信號，高于閾值的原始信號極其位置會保存下來。注意到閾值應用到濾波信號，因此原始非濾波信號數(shù)據(jù)為輸出數(shù)據(jù)，這是為了保留原始信號波形形狀，圖中的延遲線（delay line）用來匹配分支運行時間。
沒有脈沖的位置被寄存器R的存儲值代替，寄存器R存儲值與DBS的目標值相同。
圖4 數(shù)據(jù)流。濾波信號用于選擇采樣位置，原始信號用于結(jié)果輸出
5.4 準確度
閾值精度由DBS的準確度決定，22bits。通常，DBS將依據(jù)22bits時的測量誤差調(diào)整基線值為14位整數(shù)，閾值和參考值為相同數(shù)據(jù)格式時，沒有舍入誤差。
6 ，波形平均
6.1 累加數(shù)據(jù)字
波形平均是利用累加器將波形相加后求平均，每個波形的個樣本加到其他波形的個樣本，每個波形樣本都有相同的長度，每個數(shù)據(jù)字的尺寸為32bits,因此，輸入14bits數(shù)據(jù)高有效位（MSB）對齊到16bits字。有16位的可用空間用于存儲附加信息。這意味著硬盤數(shù)據(jù)溢出之前，可存入2^16=65536個波形數(shù)據(jù)。波形平均功能包括針對波形數(shù)目的除法，然而，這個除法不能適用于FPGA，需由用戶軟件操作完成。
6.2 累加矢量長度
波形平均使用板上DRAM作為累加器。波形數(shù)可以很大，多5Msamples。
6.3 觸發(fā)
每個波形都由觸發(fā)啟動，所有的采樣觸發(fā)都可選為波形觸發(fā)。系統(tǒng)波形平均更好的利用了重復測量功能，觸發(fā)可以是來自于與外部觸發(fā)源的外部觸發(fā)也可以是內(nèi)部觸發(fā)。通常，脈沖形狀可以分析，觸發(fā)電平用于多次觸發(fā)重復脈沖。
每個波形結(jié)束后的空載時間為20ns,為上一次采樣結(jié)束到系統(tǒng)接收新的觸發(fā)的時間間隔。
7， 數(shù)據(jù)讀出到主機
由于數(shù)據(jù)讀出到主機的速度小于數(shù)據(jù)采集的速度，板上必須有一個額外的緩沖空間在波形數(shù)據(jù)發(fā)送到主機之前存儲波形。經(jīng)由累加器的波形平均后，PC數(shù)據(jù)率的需求是降低很多的。但當后一個波形被累加后，一段時間內(nèi)，累加器為數(shù)據(jù)讀出封鎖并不再接收新的波形。ADQ14通過引入一個外加的緩沖區(qū)（buffer）,在數(shù)據(jù)讀出之前保存結(jié)果，同時不封鎖累加器。一個新的累加過程將于20ns后啟動。
8 ，仿真結(jié)果
圖5中顯示了相對于同一采樣時鐘不同相位的脈沖信號，藍色信號帶有尖峰噪聲。紅色信號為濾波后的結(jié)果。這里的關(guān)鍵是信號脈沖波形大于一個采樣寬度，噪聲波形小于一個采樣寬度，這是典型的高斯噪聲。
圖5
圖6顯示了來自于圖5的兩列脈沖和高斯尖峰噪聲，藍色曲線為濾波前，紅色為濾波后。底部紅色曲線來自基于閾值的原始信號濾波后的閾值濾波噪聲。圖7為濾波前后的噪聲直方圖，濾波后，噪聲幅度降低。
圖6 濾波前后的兩列脈沖和隨機噪聲尖峰
圖7 濾波前后的噪聲直方圖
9， 并行采樣處理
FPGA 的數(shù)據(jù)率僅為250MHz,因此，高速數(shù)據(jù)采集時，采樣操作必須為并行處理，這會給一些尺寸設置帶來了約束條件，例如，匹配信號路徑到濾波器的延遲時間設置為8個步長，為了微調(diào)各個操作分支的時間，濾波器峰值的位置可以移動一個采樣長度。
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